一、引言

    在發(fā)電廠和變電站中，供給二次回路的直流電源稱為電力操作電源。電力操作電源主要用于向控制、保護、信號、自動裝置回路以及操動機械和調(diào)節(jié)機械的傳動機構(gòu)供電，同時還作為獨立的事故照明電源。目前發(fā)電廠和變電站普遍應(yīng)用的操作電源是硅整流型操作電源（又稱相控式操作電源），它采用硅整流型充電裝置對蓄電池充電，由蓄電池向二次回路提供不間斷的直流電源。但這種電源存在許多缺陷，如充電裝置效率差、穩(wěn)壓穩(wěn)流精度低、紋波大、電池保持容量低、壽命短等。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，傳統(tǒng)的硅整流型電源正在逐漸被高頻開關(guān)電源取代。高頻開關(guān)電源具有體積小、重量輕、效率高、電氣性能好等許多優(yōu)點。此外，由于高頻開關(guān)電源采用模塊化結(jié)構(gòu)和n+1備份方式，使電源裝置的可靠性得到大大提高。

    在高頻開關(guān)電源的拓撲選擇上，近年來，LLC諧振變流器的拓撲受到越來越多的關(guān)注。LLC諧振變流器的拓撲本身具有一些優(yōu)越的性能，例如可以實現(xiàn)原邊開關(guān)管在全負載下的零電壓軟開關(guān)（ZVS），副邊整流二極管電壓應(yīng)力低，因此高輸出電壓應(yīng)用情況下可以實現(xiàn)較高的效率等。這些優(yōu)點使得LLC諧振變流器特別適合高輸出電壓的應(yīng)用場合，如電力操作電源等。

    但是LLC諧振變流器的拓撲在應(yīng)用中還存在一些實際問題，其中一個主要問題是當出現(xiàn)電路啟動、負載過流或短路情況時如何限制電路中的電流以防止電路損壞。針對這個問題，已有若干種解決方案，如直接屏蔽控制芯片驅(qū)動信號、直接升頻控制、升頻控制結(jié)合脈寬調(diào)制（PWM）控制和加鉗位二極管的變結(jié)構(gòu)LLC拓撲等。但以上方法都存在各自的缺點，如直接升頻控制會導致開關(guān)頻率過高、開關(guān)關(guān)斷損耗增大；升頻控制結(jié)合PWM會導致開關(guān)管失去軟開關(guān)條件；加鉗位二極管的變結(jié)構(gòu)LLC拓撲的限流閥值受輸入電壓影響較大，在高端輸入電壓下限流效果差。為此，本文提出一種新型的具有自限流的LLC諧振變流器拓撲。

二、理論分析

    如圖1所示，本文提出的LLC拓撲電路主要結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)的LLC諧振變流器相同，只增加了一個小功率變壓器T2以及2個二極管D3和D4。具體工作原理簡單描述如下：正常工作下，輔助電路不起作用，電路工作與傳統(tǒng)的LLC諧振電路相同。當過流或短路情況出現(xiàn)時，諧振電容兩端電壓升高。當該電壓上升到折算到變壓器T2副邊超過輸出電壓時，二極管D3和D4交替導通，諧振電容電壓被鉗位，從而諧振電流也被鉗位，此時諧振電容等效成一個電壓源。由于本文提出的拓撲對諧振電容鉗位的電壓源是輸出電壓源，其幅值不會隨輸人電壓變化而改變，因此負載限流閾值受輸人電壓變化影響相對較小。此外，如果在控制上引入限流環(huán)，在過流的情況下限流環(huán)起作用使輸出電壓降低，從而可以進一步限制電流上升。因此，本文提出的LLC諧振變流器具有更好的限流性能。而且通過優(yōu)化設(shè)計諧振電路參數(shù)，限流閾值變化窗口可以進一步得到優(yōu)化。下文將分析如何優(yōu)化選擇諧振電路參數(shù)。

    在LLC諧振變流器中，正常工作頻率范圍主要與Lm和Lr的比值有關(guān)，表示如下：

    式中：Lm 是主變壓器的激磁電感量；Lr是諧振電感量； f r是諧振頻率，從電路優(yōu)化工作的角度考慮通常會選擇額定工作情況下（輸入電壓高端，滿載）的電路工作頻率為諧振頻率fr；fmin是電路的最低工作頻率，出現(xiàn)在最低輸入電壓處。

    根據(jù)式（1），可以得到開關(guān)頻率變化范圍與Lm/Lr的關(guān)系曲線如圖2所示。可以看出Lm /LI的比值越小，工作頻率變化范圍越窄。


    另一方面，由于限流是通過對諧振電容的電壓進行鉗位實現(xiàn)的，因此限流閾值變化窗口與諧振電容的電壓變化相關(guān)。為了得到較好的限流效果，要求諧振電容電壓變化范圍越窄越好。易推出諧振電容電壓變化范圍與變流器的工作頻率相關(guān)：

    式中：n是主變壓器原副邊匝比；Vcmax是諧振電容兩端電壓峰值的最大值，出現(xiàn)在最低輸入電壓時；Vcmin是諧振電容兩端電壓峰值的最小值，出現(xiàn)在最高輸人電壓時。

    根據(jù)式（2），可以得到諧振電容電壓與開關(guān)頻率的關(guān)系曲線如圖3所示。

    由圖3可知9 Vcmax /Vcmin隨fmin/，fr增大而減小。結(jié)合圖2可以發(fā)現(xiàn)，如果Lm /Lr越小，則電路正常工作頻率變化范圍越窄，諧振電容Cr上電壓變化也越小，從而可以得到較窄的限流閾值變化窗口。

    本文提出的LLC諧振變流器另一個較突出的優(yōu)點體現(xiàn)在當短路情況發(fā)生時其固有的限流特性，特別是當在控制上結(jié)合變頻方法時。當短路情況發(fā)生時，輔助變壓器T2副邊被短路，得到本文提出的LLC諧振變流器的等效電路見圖4。為便于比較，得到傳統(tǒng)的LLC諧振變流器在短路情況下的等效電路如圖5所示。可以看出前者的等效回路阻抗為單卜個電感，而后者是電感和電容組成的諧振單元。計算可知，當頻率高于諧振頻率時前者的等效回路阻抗遠大于后者，因此短路電流也遠小于后者。


三、計算與仿真分析

    對一個輸出為110 V/10 A的電力操作電源應(yīng)用實例進行計算分析，其中電路指標如下：輸入電壓300V～400 V；輸出電壓110 V；輸出電流10 A；正常工作頻率150 kHz-200 kHz。

    根據(jù)上文的分析，優(yōu)化設(shè)計諧振參數(shù)過程如下：

1．設(shè)定諧振電容電壓峰值為260 V，可以計算出諧振電容約為44 nF；
2．根據(jù)諧振電容值以及諧振頻率，可以計算出諧振電感約為13.5μH；
3．根據(jù)正常工作開關(guān)頻率范圍由圖2查到Lm/Lr 為3.393，從而計算出變壓器激磁電感約為54μH。

    電路中的其他參數(shù)設(shè)計過程與傳統(tǒng)LLC諧振變流器類似，可以參考文獻，這里不再詳述。計算出的主要參數(shù)以及根據(jù)計算的參數(shù)選定的主要半導體器件型號如下：變壓器匝比為9：5：5；變壓器磁心為EE42C；變壓器激磁電感Lm為54μH；諧振電感磁心為RM10；諧振電感Lr為13.5μH；諧振電容Cr為44 nF；輔助變壓器匝比為14：5：5；輔助變壓器磁心為RM10；D3，D4為MBR2030PT；原邊開關(guān)管為IRFP22N50；D1，D2為MBR3030PT。

    圖6是計算的短路情況下的平均輸出電流與開關(guān)頻率的關(guān)系曲線。由圖中可以看出，假設(shè)平均輸出龜流限制在12.5 A，傳統(tǒng)的LLC諧振變流器工作頻率需要增加到385 kHz，而本文提出的LLC諧振變流器只需要增加到265 kHz，這意味著電路最大的開關(guān)頻率得到了大幅降低。


    本文提出的LLC諧振變流器在額定輸入電壓（<400 V）下短路時的saber仿真波形如圖7所示。從圖中可以看出，當開關(guān)頻率在265 kHz時平均輸出電流約為11.92 A。計算與仿真之間的差異主要是由于仿真時多考慮了線路上的一些寄生參數(shù)。


四、實驗結(jié)果

    根據(jù)上述的理論計算和仿真分析，制造了一臺輸出為110 V/10 A電力操作電源樣機，用來驗證本文提出的LLC諧振變流器的性能，電路指標、主要參數(shù)與主要元器件選擇與計算、和仿真時的參數(shù)相同。

    測量出正常工作模式下的主要波形如：圖8～圖11所示。圖8和圖9分別是300 V輸人電壓情況下正常工作時測量的諧振電容電壓波形和原邊的電流波形。


    圖10和圖11分別是400 V輸人情況下正常工作時測量到的諧振電容電壓波形和原邊的電流波形。根據(jù)波形可以看出，Vcmax/Vcmin約為1.67，而f min/ f max約為0.75，與圖2和圖3所計算出的曲線值基本一致。


    圖12所示是400 V輸人時短路情況下測得的諧振電容兩端的電壓波形和原邊電流波形。將原邊電流折算到副邊計算出輸出平均電流約為12 A，與理論計算及仿真結(jié)果基本符合。


    表1所示是測量的效率，可以看出，盡管對電路參數(shù)的優(yōu)化主要是針對限流保護進行考慮的，仍可以獲得很高的效率。

五、結(jié)語

    本文提出和研究了一種新型的具有自限流功能的LLC諧振變流器拓撲，其良好的自限流功能使得即使在短路情況發(fā)生時也能有效地限制電路電流，防止電路元器件損壞。結(jié)合LLC諧振變流器自身適用于高輸出電壓的優(yōu)點，該拓撲尤其適用于電力操作電源等工業(yè)應(yīng)用場合。本文對電路參數(shù)的優(yōu)化選擇進行了詳細的理論分析，為優(yōu)化變流器限流性能提供了理論依據(jù)。